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高频高压电源作为静电场高压加速器的核心设备，对加速器的性能指标有直接的影响，封闭的高压温度影响整个电源的工作稳定性和可靠性，有必要对温度影响最大的器件进行分析研究。 脉冲高压调制器高压充电电源采用绝缘磁芯变压器（Insulated core Transformer，ICT），ICT电压变换原理和普通变压器相同，都是通过交变磁场耦合交换能量，ICT采用多组线圈输出方式，通过绝缘膜使完整的铁芯分成很多小段，每一小段对于初级线圈都是一个小功率低压变压器，每个小功率变压器输出电压通过整流电路输出，然后把每段的输出电压串联起来得到高电压输出。 这种结构的好处解决了高压变压器的绝缘问题，初级线圈和次级线圈的绝缘耐压问题，铁芯和次级线圈的耐压问题，有利于高压侧的器件选择。恒流恒压高压充电源原理图见图1。 图1 恒流恒压高压充电电源框图 1. 二极管工作特性分析 由于高压电源采用多输出线圈经过整流输出直流作为一个输出单元，再串联供电。每个输出单元就有4个二极管，所以整个直流高压输出部分的二极管的数量多。同时因为输出是直流高压，所以需要对输出高压做密封隔离处理减少环境对高压输出部分的影响。密闭空间中数量庞大的二极管的发热是一个大问题，需要对二极管的整个工作过程的功率损耗做一个仿真分析，作为二极管选择的依据。 1.1二极管功率工作过程损耗分析 二极管工作原理是通过外加的电压使得二极管的PN结形成的势垒区内的电子和空穴的移动来实现导通和截止。整个过程可以如图2所示。 图2 二极管工作原理波形 从二极管导通到截止是一个完整的周期，整个周期中二极管的损耗分析由以下组成： 式中：d=ton/T，导通占空比；T为二极管工作周期；ton为二极管导通时间；VR和IR为二极管的截止电压和反向截止电流；VRM和IRM为二极管的反向电压和反向恢复峰值电流。 根据二极管的Pspice模型，通过电路仿真，分析二极管的功率损耗，提出二极管选型的依据。选择三种二极管进行分析，分别为正向导通电压低普通二极管S5M；快恢复二极管RS3M；无反向恢复时间SIC二极管CREE公司的C4D05120E。 1.2二极管工作特性仿真分析 首先要构建仿真电路，很多电路都可以用来测试二极管的反向恢复时间的特性，boost和单端反激等，但是前提条件就是需要整个电路工作在不连续工作状态中，这样才能控制电路电流电压的条件来分析二极管反向恢复的特性，不然会受到电路以外的参数的影响。 通过测试电路分别对三种二极管的工作特性仿真，发现不同的电流下降率会有不同的反向恢复电流峰值，但是反向恢复时间基本不会跟着改变。通过对二极管关断电流下降斜率对二极管恢复电流峰值的分析，Pspice的仿真电路如图3所示，仿真结果为二极管D1的电流值如图4所示。 图3 二极管特性测试电路 图4 SIC（a）、RS3M（b）、S5M（c）二极管仿真结果 根据二极管仿真的结果汇总成表1，表1确实说明SIC二极管没有反向恢复电流，可以得到电流下降斜率和反向峰值电流的关系见图5。 表1 C4D0512、S5M、RS5M仿真结果汇总 图5 移相全桥仿真电路（a）和结果（b） 二极管在全桥移相变换电路中进行仿真，如图5（a）所示，由于Pspice仿真条件器件数量的限制，输出单元只能取4组，为了模拟高压充电电源在实际工作中情况，输出设定为2000V、500mA。通过仿真结果图5（b）可以看到二极管在同样的工作条件下，反向作中情况，输出设定为2000V、500mA。通过仿真结特性的差别。二极管的反向恢复电流峰值跟斜率也确实也符合表1的斜率和反向峰值电流的关系。 通过二极管的Datasheet数据和二极管的仿真结果数据分别得到表2和表3，根据式（1）~（3）分别计算二极管在不同状态时的功率损耗，综合这些数据来对二极管的功率进行分析。 通过以上分析，S5M是普通的二极管是不适用于高频的整流。RS3M虽然正向导通电压低于C4D05120E，但是由于反向恢复时间和反向恢复电流都远大于SIC二极管，所以整个损耗也大于C4D05120E。在不连续的Boost测试电路中C4D05120E基本没有反向恢复时间，但是在仿真电路中的反向恢复时间还是存在，所以电路中其他的条件也会影响反向恢复特性。通过对比分析，二极管重要的两个参数正向导通电压和反向恢复特性，能用来作为二极管选择的依据，对于高压小电流的二极管来说，反向恢复特性更重要。所以选择SIC二极管作为电源的输出整流二极管。 表2 二极管参数 表3 二极管功率损耗统计 2. 实验验证 恒压恒流高压充电电源主电路设计和主功率电路的搭建，如图6~8所示。通过对平面绝缘芯高压变压器的分析，因为多层绝缘膜自然把完整的磁铁铁芯分段，使得整个变压器的激磁电感在这种结构中急剧下降。同时为了提高变压器的激磁电感，初级线圈匝数设计为14匝，为了提高单组线圈的输出电压，输出板的次级匝数提高到16匝。同时为了更好地改善二极管的温度特性，同时在PCB上增加二极管的覆铜面积，每块输出板的线圈单元数为6个单元。全桥变换工作在LLC谐振状态，可以使得整流二极管能做到零电流开通和关断，这也会有助于二极管的工作特性的改善。 图6 高压输出电路结构 图7 单块高压输出电路板 图8 全桥LLC变换单元 如图9所示，整流二极管的电流输出波形，在谐振工作状态的SIC二极管输出电流基本没有反向恢复时间，所以能够改善二极管的功率损耗。整个高压电源在输出50kV时候的工作状态如图10所示，高压电源特性每个输出绕组单元输出600V，总共输出50kV，那么总共需要84个输出单元，每个单元4个二极管，总共336个二极管，可以估算所有二极管的功率损耗。 图9 单板输出波形测试 图10 高压电源50kV输出波形 通过读取图10中数据，能够知道高压电源的输入电压为556V，输出电压为50077V，输入功率为20446W，负载135kΩ，功率损耗为1870W。LLC谐振功率管采用FF300R12ME4，谐振电路不考虑开通损耗，只要考虑关断损耗和反向恢复损耗和导通功率损耗为1320.4W；滤波电容均压并联电阻为6.5MΩ的功率损耗390W；根据变压器磁芯材料可以估计磁芯损耗35W；因为输出高压，次级线圈匝数多，PCB（PrintedCircuitBoard）板布线铜箔长度有600m，铜箔上的损耗为变压器的铜损40W；每个线圈输出限流电阻的功率损耗10W。 因为负载原因，高压电源输出50kV、371mA，根据仿真计算功率损耗约72.8W，而实际高压电源二极管的计算损耗为74.6W，结果很接近。并且通过热成像仪相片图11也可以看出整个输出变压器的在功率输出和不输出时温度基本不变，也验证了二极管的功率计算结果。密封部分（变压器磁芯、输出线圈和二极管损耗）总损耗159.6W，功率损耗在可以接受的范围，能通过空间散热实现热平衡。 图11 高压变压器温度对比 3. 结语 碳化硅二极管的应用改善了绝缘芯变压器结构的输出部分的发热，受IGBT的开关频率的限制没有真正发挥碳化硅的高频特性，随着开关频率的提高，碳化硅二极管的优势会更明显。
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